5g无线接收器需要中等的分辨率和速度，将sar adc与容性dac耦合，是实现其高能效转换的常用方法。结合流水线、交错和数字校准等技术，混合adc方案已经证明可以达到12位enob（有效位数）的精度，以及数百mhz的速度。凭借这些特性，这类adc可以满足5g应用所需的高吞吐量要求。

5g无线接收器需要中等的分辨率和速度，将sar adc与容性dac耦合，是实现其高能效转换的常用方法。结合流水线、交错和数字校准等技术，混合adc方案已经证明可以达到12位enob（有效位数）的精度，以及数百mhz的速度。凭借这些特性，这类adc可以满足5g应用所需的高吞吐量要求。

adc本身非常节能，它对周围的电路也有严格的限制，特别是在参考电压方面。实际上，dac跟信号相关的供电就来自参考电压，这是实现容性dac的所有逐次逼近寄存器（sar）型adc所共有的特性。如果不采取措施稳定此参考电压，就会产生与信号相关的参考电压调制，在adc输出端出现谐波失真。

传统的解决方案包括增加更多的片上去耦电容或高速参考缓冲器，但这样的代价是面积和/或功耗增加。

由参考电压提供的与信号相关的充电完全是由特定dac拓扑确定的。因此，它是可预测的，并且参考电压也可以通过相互抵消的办法稳定下来，即用另一个跟信号相关的充电来抵消这个信号相关的充电，以此消除参考电压上的纹波。imec通过在交错流水线的sar adc中使用辅助dac，成功实现了这种参考电压稳定技术。

912 318 >

图1：稳定容性参考电压的基本原理。

图1显示了这种稳定技术的基本概念。当输入信号被采样到主dac时，参考电压也被采样到参考电容cref上，同时辅助dac caux被放电（步骤1）。当主dac根据代码b1切换以产生残留时，辅助dac的单元（数量由代码决定）也连接到参考节点（步骤2）。通过为每个代码b1选择适当大小的caux，可以使主dac和辅助dac的充电量保持恒定。参考电压会下降，但跟信号无关了。

最后，主dac重置到其初始状态，这一操作也会从参考电压中汲取跟信号相关的充电。通过对第二个辅助dac creset使用相同的稳压技术，第二个参考压降也变得与信号无关了（步骤3）。参考缓冲器现在只需要以恒定的电荷量为cref再充电，就极大地缓解了其带宽需求。

图2是两个交错、流水线sar adc的示意图，它们实现了上面所讨论的稳定技术。在这种架构中，最关键的是第一阶段产生的最后残留。因此，只有当残留是由主dac产生时，才能应用这样的稳定技术。该dac使用2个子dac来保证正、负输入范围，这不但减少了开关能量，也导致代码b1非线性映射到辅助dac caux的右侧设置，这是消除信号对主dac充电的影响所必需的。

6位代码b1由一个低精度的小sar量化器确定，它仅需要6位线性度，因此不会对其参考电压有严格的要求。查找表（lut）将代码b1映射到辅助dac的右侧设置。然后，主dac切换，将辅助dac caux连接到参考节点。在残留放大后，主dac复位，辅助dac creset连接到参考节点，如上所述。通过第二阶段进一步量化放大残留，以达到14位的整体量化级别。

3968 1669 >

图2：两个交错、流水线sar adc的示意图。

lut与低精度sar量化器同时寻址，以大大缩短关键时序路径。为了填充lut，一个内置偏移比较器将最终参考电压与标称值vref0进行比较，并根据代码b1用校准引擎来调整caux设置。creset的设置可以很好地通过分段线性解码器来近似。

231 220 >

图3：芯片显微照片。

测试芯片采用16nm finfet工艺制造。其核心区域面积为350×325μm2，其中16％用于参考稳定方案，包括50pf的cref。用容性稳定技术实现的谐波失真降低可以测量出来，如图4所示。在高速运行时，caux和creset都能显著改善sfdr（无杂散动态范围），将杂散抑制在80 dbfs以下。在303 ms/s时，低频和奈奎斯特输入的sndr（信噪加失真比）分别为64.0db和69.3db。其功耗仅3.6 mw，如图5所示。

431 247 >

图4：辅助dac可以降低杂散。

417 257 >

图5：不同先进架构的adc比较。

这些结果表明，sar adc中的dac切换会引起跟信号相关的参考电压下降，通过使用辅助dac可以消除它，从而实现参考电压的稳定。若dac复位时也应用这一稳定技术，参考节点的负载可以与信号无关，这就大大降低了对参考缓冲器和/或片上去耦电容的要求。

本文为《电子技术设计》2019年1月刊杂志文章。

以上是网络信息转载，信息真实性自行斟酌。